Курсовая: Проектирование и синтез дискретных устройств - текст курсовой. Скачать бесплатно.
Банк рефератов, курсовых и дипломных работ. Много и бесплатно. # | Правила оформления работ | Добавить в избранное
 
 
   
Меню Меню Меню Меню Меню
   
Napishem.com Napishem.com Napishem.com

Курсовая

Проектирование и синтез дискретных устройств

Банк рефератов / Радиоэлектроника

Рубрики  Рубрики реферат банка

закрыть
Категория: Курсовая работа
Язык курсовой: Русский
Дата добавления:   
 
Скачать
Архив Zip, 273 kb, скачать бесплатно
Заказать
Узнать стоимость написания уникальной курсовой работы

Узнайте стоимость написания уникальной работы

Министерство образования Российской Федерации УГТУ-УПИ имени С.М. Кирова Кафедра ВЧСРТ группа Р-498 оценка _____ проектирование выходного каскада связного передатчика с частотной модуляцией ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА КУРСОВОй ПРОЕКТ по курсу : Радиопередающие устройства 201600 000000 013 ПЗ Зачётная книжка №: 09832013 С тудент: Симонов Евгений Владимирович Руководитель: Булатов Лев Иосифович ЕКАТЕРИНБУРГ 2002год содержание ВВЕДЕНИЕ 1. ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ И ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ 2. ВЫБОР, ОПИСАНИЕ И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ 3. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЁТ 3.1. Выбор усилительного полупровдникового прибора 3.2. Расчёт коллекторной цепи 3.3. Расчёт базовой цепи 3.4. Расчёт цепи питания 3.5. Расчёт цепи смещения 4. РАСЧЁТ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ 4.1. Электрический расчёт 4.2. Конструктивный расчёт 5. РАСЧЁТ ВЫХОДНОГО ФИЛЬТРА 5.1. Электрический расчёт 5.2. Конструктивный расчёт 6. ВЫБОР СТАНДАРТНЫХ НОМИНАЛОВ ЗАКЛЮЧЕНИЕ. БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК. ПРИЛОЖЕНИЕ (принципиальная схема оконечного каскада). введение Человечество шагнуло в третье тысячелетие и теперь стало очеви д ным то, что всё ускоряющийся и ускоряющийся темп жизни требует всё большей и большей ск о рости передачи информации, не говоря уже о том, что необходимо обеспечивать связь между отнюдь нестационарными аб о нентами. Летите ли вы в самолёте, едите ли вы в поезде, идёте ли вы пр о сто пешком, но связь вам нужна и она не должна прерываться, чтобы вы быстро и своевременно могли получить нужную вам информацию и не важно в виде картинок текста, речи будет эта и н формация или в каком-либо другом виде, а важно то, что о проводной связи в этом случае и речи быть не может. Мало кто может похвастаться возможностью телепатич е ски связываться с человеком или другим живым существом, хотя это с а мый лучший вариант связи в котором з а действован весь организм нашей живой вселенной. Поэтому, хоть и более примитивную связь (Примити в ную - поскольку она многим ограничена, обеспечиваясь примитивными техническими устройствами, жадно потре б ляющими энергию и ничего не дающими взамен кроме удовлетворения н а ших некоторых потребностей, причём для изготовления таких устройств з а частую требуется огромный вклад научного и инженерного труда. Надо заметить, что именно в техн о кратическом мире достижения человечества значительны и инт е ресны, и только иногда прилетающие наблюдатели с других планет своим прису т ствием подсказывают о возможных дальнейших перспективах технократ и ческого развития) но всё же вполне надёжную и приемлемую можно обе с печить при помощи радио – эту связь мы привыкли называть РАДИОСВЯЗЬ-ю. По существу же радиосвязь представляет собой распространяющееся в пространстве электромагнитное колебание, несущее в себе информацию. Если информация заключ а ется в амплитуде электромагнитного колебания - то говорят об амплитудной модуляции (или АМ), если же в частоте или фазе – то о частотной (ЧМ) или фазовой (ФМ) модуляции. Также для изл у чения (приёма) этого электромагнитного колебания в открытое простра н ство (из открытого пространства) необходимо такое устройство как ради о передатчик (радиоприёмник). В наше время широко используются ради о станции, т.е. устройства, сочетающие в себе и радиоприёмник и радиоп е редатчик и сп о собные работать как на приём, так и на передачу в широком диапазоне ча с тот. Радиосвязь имеет огромное значение для современного человека и используется им почти во всех сферах его деятельности, поэтому, очень нужны специалисты по электронике и радиосвязи. Для того чтобы стать таким сп е циалистом, необходимо для начала, приложив не мало усилий получить хорошее техническое образование, которое могут дать комп е тентные преподаватели, например преподаватели радиотехнического ф а культета УГТУ-УПИ им. С.М. Кирова. А затем необходимо саморазв и ваться и повышать свой профессионализм, проектируя всё более и более совершенные, «шагающие в ногу со врем е нем» радиоустройства. Всё это хорошо, но в нашем случае необходимо спроектировать ок о нечный каскад связного передатчика с частотной модуляцией, чему собс т венно и посвящена данная работа. Передатчики такого типа проектирую т ся для работы на одной фиксированной частоте или в диапазоне частот. В первом случае, рабочая частота стабилизируется кварцевым резон а тором, и для генерации ЧМ колебаний могут быть использованы как прямой м е тод управления частотой, так и косвенный. В качестве возбудителя диап а зонного передатчика с ЧМ используется синтезатор сетки дискретных ча с тот, ведомый генератор которого управляется двумя в а рикапами. 1. исходные данные и задание на проектирование Выбрать и рассчитать: В процессе проектирования радиопередающего устройства (в нашем случае оконечного мощного каскада) обязательно нужно руководствоват ь ся техническим заданием на проектирование, основываясь на котором н е обходимо выполнить следующее: Ш выбрать наиболее подходящую структурную схему для буд у щего устро й ства; Ш выбрать усилительный прибор; Ш выбрать схему питания усилительного прибора; Ш выбрать однотактной ли или двухтактной будет схема усил и теля; Ш произвести расчёт цепи питания, цепи смещения, а также входной и выходной ц е пей усилительного каскада. Ш необходимо обеспечить согласование выходного сопротивл е ния каскада передатч и ка с входным сопротивлением антенно-фидерного устройства; Ш выбрать тип и порядок выходного фильтра; Ш Рассчитать конструктивные параметры согласующего устро й ства и катушек инду к тивности фильтра. Вычертить: Ш принципиальную электрическую схему оконечного мощного каскада связного п е редатчика с частотной модуляцией. Задание на проектирование №14. В данном техническом задании необходимо спроектировать устро й ство (ок о нечный каскад связного передатчика с частотной модуляцией), удовлетворяющее сл е дующим требованиям: Ш Диапазон рабочих частот F , МГц. 42 - 48 Ш Мощность передатчика Р 1 , Вт. 6 Ш Подавление внеполосных излучений, Дб. 40 Ш Девиация частоты, кГц. 5 Ш Относительная нестабильность частоты 10 -5 Ш Питание от сети 220В 50Гц: Ш Сопротивление фидера, Ом. 75 2. выбор, описание и обоснование структурной схемы Существует несколько способов получения частотной (ЧМ) (фазовой (ФМ)) м о дуляции [3, 4, 5]. Угловая модуляция может быть получена прямым способом, когда модулируе т ся непосредственно частота автогенератора передатчика, или косвенным, когда в промежуточном каскаде передатчика производится ф а зовая модуляция. Структурные схемы передатчиков с этими способами модуляции приведены на рис. 2.1 и 2.2 . Рис. 2.1 Структурная схема передатчика с прямой ЧМ. Рис. 2.2 Структурная схема передатчика с косвенной ЧМ Другими словами, прямую частотную модуляцию осуществляют: в полупроводниковых генраторах путём изменения параметров колебатл ь ного контура с помощью варикапов, варикондов, реактивного транзистора, нелинейной индуктивности, железоитериевого граната (на частотах от н е скольких сот мегагерц до десятков гигагерц); в д и одных генераторах (на тунельном диоде, ЛПД, диоде Ганна) путём изменения напряжения см е щения на диоде; в транзисторных RC – генераторах путём изменения реж и ма работы тра н зистора (тока коллектра, напряжения смещения на переходе эмиттер-база). В системах косвенного получения частотной модуляции использую т ся фазовые модуляторы (ФМ). Известны четыре наиболее распространё н ные структурные схемы пер е датчиков с ФМ: с ФМ на выходе передатчика; с ФМ в предоконечных каскадах с последующим усилением мощности сигнала ФМК; с ФМ в начальных каскадах с п о следующим умножением частоты и усилением мощности сигнала ФМК; с ФМ на поднесущей ча с тоте с последующим транспонированием и усилением ФМ сигнала. Эти структурные схемы можно посмотреть в книге: «Радиопередающие ус т ройства (проектирование радиоэлектронной аппаратуры СВЧ на инт е гральных схемах )»/ Под. ред. О. А. Челнокова – М.: Р а дио и связь, 1982. – 256 с. Тот и другой способы получения ЧМ имеют свои недостатки и до с тоинства. Достоинство прямого метода – возможность получения глубокой и достаточно линейной частотной модуляции, недостаток – трудность обеспечения стабильности средней частоты колебания с ЧМ. Достоинство косвенного способа – высокая стабильность средней частоты, недостатки – неглубокая модуляция, трудность передачи низких модулирующих ча с тот. Возможность получения глубокой и линейной ЧМ делает предпо ч тительным прямой способ в радиовещательных и связных передатчиках. При этом для повышения стабильности средней частоты используют си с тему автоматической подстройки част о ты (АПЧ) по высокостабильному кварцевому эталону. Структурная схема такого пер е датчика приведена на рис. 2.3 . Рис 2.3 Структурная схема ЧМ передатчика с синтезатором частоты Для построения нашего связного передатчика воспользуемся подо б ной схемой, но уточним состав и количество входящих в неё блоков. В качестве возбудителя диапазонного передатчика с ЧМ используе т ся синтезатор сетки дискретных частот, ведомый генератор которого управляется двумя варикапами (рис.2.3) . На варикап VD1 подается мод у лирующее напряжение U , на варикап VD2 - управляющее напряжение системы фазовой автоподстройки частоты. Разделение функций управл е ния объясняется тем, что девиация частоты под влиянием модул и рующего сигнала относительно невелика (обычно 3 - 5 КГц) в сравнении с диапаз о ном перестройки ведом о го генератора управляющим сигналом с выхода системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). По этой причине в а рикап VD1 связан с колебательным контуром ведомого автогенератора значительно слабее, чем VD2. Использование ФАПЧ в передатчике, п о строенном по подобной схеме, также позволяет линеаризовать статич е скую модуляционную характеристику. Шаг сетки частот на выходе пер е датчика в зависимости от его рабочего диапазона ча с тот может быть 5; 10; 12,5; 25 кГц. Умножители частоты включают в структуру передатчика для пов ы шения устойчивости, но при этом из-за нелинейностей их АЧХ увелич и ваются нелинейные искаж е ния ЧМК в « n » раз, соответственно, а шаг сетки синтезатора уменьшается в «n» раз, где n - коэффициент умножения част о ты. В нашем случае, источником сигнала U является микрофон с п о следующим усилителем звуковой частоты (УЗЧ) Управление ГУН в этом случае также производится через два варикапа, на один из которых подаё т ся модулирующее напряжение U с выхода УЗЧ, а на другой варикап – управляющее напряжение системы ФАПЧ. Девиация частоты под действ и ем модулирующего сигнала в случае связного передатчика равна 3 кГц. Ширина спектра ЧМ сигнала (полоса частот П) рассчитывается по форм у ле: (2.1) В этой формуле F в – верхняя частота передаваемого сообщения, для речевых с о общений, т.е. F в = 3,4 кГц (а нижняя частота спектра речевого сигнала F н = 300 Гц); m – индекс модуляции, рассчитанный по формуле (2.2) : (2.2) , где f – девиация частоты на выходе ГУН (или п е редатчика, в зав и симости от того хотим ли мы получить индекс модуляции на входе или на выходе передатчика соответственно), а F в - верхняя част о та спектра р е чевого сигнала. На выходе ГУН, как было сказано выше, сигнал имеет небольшую девиацию частоты 3 кГц и соответственно небольшой коэффициент м о дуляции m 0,882, а по техническому заданию передатчик должен обесп е чить девиацию частоты как минимум f = 5 кГц. Поэтому, рассчитанный по формуле (2.2) индекс модуляции, который должен иметь сигнал на в ы ходе нашего связного передатч и ка оказывается равным: Поделив полученный индекс модуляции на выходе передатчика на индекс мод у ляции на входе передатчика (выходе ГУН) можно определить во сколько раз необходимо произвести умножение частоты сигнала на входе передатчика для получения требуемой девиации частоты в 5кГц си г нала на выходе передатчика: раз Поскольку с каждым каскадом умножителей частоты умножение частоты пр о исходит в соответствии с алгоритмом: [1] « n » [2] « n 2 » [3] « n 3 » … [ k ] « n k »; то с учётом того, что необходимо минимизировать число каскадов, а стандартный максимальный коэффициент умножения частоты одного каскада n = 4, то в нашем случае, число каскадов умнож и телей частоты получается k = 1, а коэффициент умножения ча с тоты этого каскада n = 2. При этом девиация частоты на выходе передатчика получи т ся f = 3000 2 6 кГц. Очевидно, что при коэффициенте умножения частоты равном 2 верхние и нижние частоты генератора сетки эталонных частот должны быть соответственно: МГц; МГц Подставив в формулу (2.1) численные значения входящих в неё в е личин, получаем, что ширина спектра сигнала на выходе связного переда т чика равна: кГц Исходя из ширины спектра ЧМ сигнала в данном случае, выбираем шаг сетки частот на выходе передатчика равным 50 кГц. Тогда с учётом коэффициента умножения частоты шаг сетки частот ГСЭЧ должен сост а вить 25 кГц. Допустим, что у нас возбудитель «ПКВ – 250» у которого диапазон генерируемых частот 4…27 МГц с шагом сетки частот 100 Гц, нестабил ь ность частоты порядка 2 10 -7 (хотя в нашем случае, по техническому зад а нию достаточно обеспечить нестабильность частоты на выходе передатч и ка 10 -5 ), напряжение на выходе 1 В при работе на нагрузку 75 Ом (см. [3], стр. 261, табл. 8.6). Тогда получается, что мощность на выходе ГУН поря д ка 10 мВт. Выходная колебательная мощность нашего связного ЧМ пер е датчика по техническому заданию должна быть 6 Вт, следовательно, вхо д ной сигнал передатчика необходимо по мощности усилить в 600 раз. Ок о нечный же мощный ка с кад передатчика в соответствии с расчётами, (см. раздел 3.3 РАСЧЁТ БАЗОВОЙ ЦЕПИ) может обеспечить коэффициент усиления по мощности порядка К р 5,119. Значит, необходимо обеспечить коэффициент усиления по мощности как минимум ещё в 115…120 раз, д о пустим, что в 120 раз (возьмём с запасом), тогда перед оконечным каск а дом необходимо поставить ещё два усилительных каскада, например, на выбра н ном транзисторе 2Т951А (см. раздел 3.1 ВЫБОР УСИЛИТЕЛЬОГО ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ПРИБОРА) c К р равными 10 и 12 соответс т венно. После проведённых рассуждений, проводимых с целью обозначить необходимые составные части и объяснить назначение этих частей в структурной схеме, предл а гается структурная схема связного передатчика с ЧМ, вид которой показан на р и сунке 2.4 : Рис. 2.4 Структурная схема ЧМ передатчика с синтезатором частоты Таким образом, структурная схема нашего связного ЧМ передатчика вместе с блоками уже имеющимися в схеме на рис. 3.2 своём составе д о полнительно содержит: Ш Микрофон, который обеспечивает преобразование речевого сообщения в амплитудно-модулированный входной сигнал передатчика; Ш Усилитель звуковой частоты, который обеспечивает усиление амплитуды сигнала поступающего с микрофона на управляющий варикап; Ш Буферный каскад, необходимый для защиты ГУН, генератора сетки эт а лонных частот и системы ФАПЧ от влияния на них последующих каск а дов; Ш Умножитель частоты с коэффициентом умножения частоты n = 2, нео б ходимый для обеспечения требуемой девиации частоты на выходе связного ЧМ пер е датчика; Ш Три блока (каскада) усилителей мощности с коэффициентами усиления по мощности K p = 10, 12, 5 соответственно, причем мощный ок о нечный каскад с коэ ф фициентом усиления по мощности равным 5,119 (см. ра з дел 3.3 РАСЧЕТ БАЗОВОЙ ЦЕПИ); Ш Цепь согласования, обеспечивающую согласование выходного сопротивления оконечного каскада передатчика с входным сопротивлен и ем фидера 75 Ом в з а данном диапазоне частот; Ш Фильтр нижних частот, обеспечивающий ослабление высших гармоник на 40 дБ вне рабочего диапазона частот передатчика в соответс т вии с техническим заданием (см. раздел 4 АСЧЁТ ВЫХОДНОГО ФИЛЬТРА). Поскольку в данной курсовой работе необходимо спроектировать только оконечный мощный каскад связного передатчика с ЧМ, то для ко н кретизации, входящие в его состав блоки обведены синей пунктирной л и нией, и именно о них далее пойдёт речь. 3. электрический расчёт 3.1. Выбор усилительного полупровдникового прибора Сложность современных радиоэлектронных систем наряду со сп е цифическими радиотехническими требованиями определяет исключител ь но высокие к надёжности всех её блоков, в том числе и передатчика. В то же время передатчик в большинстве систем находится в самых неблаг о приятных условиях по сравнению с другими блоками: он генерирует зн а чительную мощность, поэтому работа всех его элементов связана с бол ь шими ток а ми, напряжениями и значительным рассеиванием тепла. В мощных каскадах передатчиков из полупроводниковых приборов используют биполярные и полевые транзисторы. Отсутствие цепи накала у транзисторов обуславлив а ет их немедленную готовность к работе, хотя не приводит к заметной экономии электр о энергии питания, так как затраты энергии в цепях накала современных мощных ламп составляют 4…5 % и меньше их номинальной мощности. Недостатки транзисторных передатч и ков прежде всего связаны с высокой стоимостью мощных транзисторов из-за чрезвычайно сложной технологией их производства. Меньший (как пр а вило) к о эффициент усиления по мощности транзисторов (по сравнению с лампами) приводит к большему числу каскадов, т.е. к дополнительным з а тратам энергии и мощности, рассеиваемой внутри передатчика. Сущес т венный разброс параметров транзисторов, их температурная зав и симость, а также зависимость усилительных свойств от частоты и режима усложн я ют схему построения передатчиков. Биполярные транзисторы прим е няют от самых низких частот до, ориентировочно 10 ГГц. Верхняя рабочая ча с тота f в в генераторных транзисторах, как правило, ограничивается его ус и лительными возможностями, нижняя же частота f н для биполярных тра н зисторов – опасностью перегрева его структуры за время протекания одн о го импульса тока и развитием вторичного пробоя. Но к современной свя з ной аппаратуре предъявляются жёсткие требования к уменьшению габар и тов массы и повыш е нию технологичности. Поскольку наш связной передатчик имеет диапазон рабочих частот от 42 до 48 МГц, и небольшую мощность порядка 6 Вт то выбор остановим на биполярном транз и сторе. Для того чтобы выбрать конкретный полупроводниковый прибор воспользуемся таблицей 1.1 в [5] (стр. 20 - 23) где находится справочная информация, необходимая для грамотного выбора транзистора. Отметим, что информация, которую содержат обычные справочники по транзист о рам, не годится для осуществления правильного выбора, поскольку по ней нельзя узнать важные (определяющие) параметры транзистора в конкре т ном режиме, так, например важный параметр r нас (в граничном режиме). , где - остаточное напряжение на коллекторе транзистора в гр а ничном режиме, S гр – крутизна выходной характеристики транзистора в граничном р е жиме. Для оконечного каскада нашего связного передатчика по мощности передатчика, по диапазону рабочих частот подходит целая линейка транз и сторов: КТ966А-2, 2Т921А, 2Т951А, 2Т951А, 2Т981А с параметр а ми: Тип тра н зистора r нас ( r нас ВЧ), Ом Диапазон р а бочих ча с тот, МГц Р н , Вт Рекомендуемый режим раб о ты КТ966А-2 5 4…60 10 Класс А -58 дБ 2Т921А 1,8 (3,4) 1,5…60 12,5 Линейный -30…-39дБ 2Т951В (10) 30…80 (1,5… 80) 3 2 Класс В Линейный -27…-33дБ 2Т951А (1,4) 30…80 (1.5… 80) 25 15 Класс В Линейный -30…-35дБ 2Т981А 0,1 30…80 50 Класс В Как видно из выше приведённых некоторых параметров линейки транзисторов наиболее подходящий транзистор для нашего связного пер е датчика 2Т951А, потому что им е ет достаточно большое r нас = 1,4 а также подходит по мощности (с запасом), по диапазону рабочих частот, и по р е комендуемому режиму работы. Выбранный транзистор имеет следующие параметры: Таблица 3.1 Параметры выбранного транзистора 2Т951А П а раметр Пояснение Знач е ние r б Сопротивление материала базы 0,5, Ом r э Стабилизирующее сопротивление в цепи эмиттера 0,2, Ом R уе Сопротивление утечки эмиттерного пер е хода 0,1, кОм h 21э0 Коэффициент передачи по току в схеме с общим эмитт е ром ОЭ на постоянном токе 15 …100 f т Граничная частота передачи по току в схеме с ОЭ 150 …420, МГц С к Барьерная ёмкость коллекторного перехода при соответс т вующем напряжении Е к 60… 70 , пФ при Е к =28, В С э Барьерная ёмкость эмиттерного перехода при соответству ю щем напряжении Е э 600, пФ при Е э =0, В к Постоянная времени коллекторного пер е хода 20 пс при Е к =10, В L э Индуктивность вывода эмиттера транз и стора 2,8… 3,8 , нГн L б Индуктивность вывода базы транзистора 2,1… 3,2 , нГн L к Индуктивность вывода коллектора тра н зистора 1,3… 3,2 , нГн E кэ доп Предельное напряжение на коллекторе 65 , В при Е кб имп E кэ имп Предельное значение импульсного напряжения на колле к торе 60 , В E к доп Допустимое значение питающего напряжения на коллект о ре 28 , В E бэ доп Допустимое значение обратного напряжения на эмиттерном перех о де 4 , В I к0 доп Допустимое значение постоянной составляющей коллекто р ного тока 5 , А I б0 доп Допустимое значение постоянной составляющей базового тока 1,0 , А t п доп Допустимая температура переходов тра н зистора 200, C R пк Тепловое сопротивление переход (кр и сталл) - корпус 2,83, С/Вт f Экспериментальное значение верхней частоты диапазона 80 , Мгц К p Коэффициент усиления по мощности 8,3…25 Коэффициент полезного действия 60…80, % Е к Напряжение коллекторного питания при эксперименте 28, В Схема включения с ОЭ Перечисленные в этой таблице параметры, используются при расчёте колле к торной и базовой цепей транзистора. Расчёт коллекторной цепи можно проводить независимо от схемы включения транзистора, а входной - раздельно для схем с ОЭ или с ОБ. В нашем случае, для ок о нечного каскада выбрана однотактная схема ГВВ, а схема включения транзистора – схема с ОЭ. 3.2. Расчёт коллекторной цепи Для современных мощных биполярных транзисторов, как правило, оговаривается номинальное напряжение коллекторного питания Е к.п . В нашем случае по техническому заданию питание передатчика осуществл я ется от сети 220 В 50 Гц, т.е. нет огр а ничений по питающему напряжению. Поскольку напряжение Е к.п не задано то в мо щ ном каскаде определим его исходя из допустимого Е к доп которое равно 28 В ( см . таблицу 3.1) . По те х ническому заданию наш связной передатчик должен выдавать в н а грузку мощность 6 Вт, а выбранный транзистор 2Т951А может обеспечить в ы ходную мощность порядка 15 Вт. Поэтому учитывая то обстоятельство, что транзистор завед о мо недоиспользуется по мощности то целесообразно занизить Е к max на 20…30 % по отношению к допустимому знач е нию, что значительно повышает надёжность его работы, хотя и несколько снижает КПД и К р , а также увеличивает рассеиваемую на нём мо щ ность. Поскольку при выборе питающего напряжения желательно придерживаться стандар т ного ряда питающих напряжений: 3; 4; 5; 6; 9; 12; 15; 20; 24; 27; 30; 48; 60; 80 то выберем Е к п = 20 В, что соответствует 28,75% -ому занижению Е к max относительно Е к доп . Далее расчёт будем вести исходя из номинальной мощности Р 1ном при работе транзистора в граничном режиме, поскольку граничный режим можно считать опт и мальным на низких и средних частотах (максимальный КПД достигается только в граничном режиме), а также учитывая, что тра н зистор будет работать в линейном режиме с углом отсечки = 90 (выб и раем такой режим), а схема оконечного каскада передатчика будет стр о иться по однотактной схеме ГВВ. Для расчёта коллекторной цепи воспол ь зуемся методикой предложенной в [5] стр. 109 - 111. Отметим также, что расчёт необходимо вести по наихудшему случаю , т.е. подставлять в ра с чётные соотношения значения входящих в них величин (см. таблицу 3.1) при которых обеспечиваются на и худшие условия. 1. Величина амплитуды первой гармоники напряжения на ко л лекторе U к1 опр е деляется формулой: (3.2.1) где Е к – напряжение питания, r нас – сопротивление насыщения, 1 ( ) – коэфф и циент разложения косинусоидального импульса, угол отсечки = 90 , Р 1 – номинальная мощность каскада. Для расчёта подставим Е к , уменьшенное относительно напряж е ния источника питания Е п на 5В, что может быть связано с потерями по постоянному току в блокировочном дросселе, а выходную колебательную мощность передатчика с запасом, т.е. Р 1 ном .= Р 1 1,25 = 6 1,25 = 7,5 Вт Подставляя численные значения в (3.2.1), п о лучаем: При этом коэффициент использования напряжения питания соста в ляет: 2. Максимальное напряжение на коллекторе не должно прев ы шать допустимого (Uкэ.доп. = 60 В): (3.2.2) 3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока определяе т ся выражением: (3.2.3) Подставляя в (3.2.2) численные значения величин, получаем: 4. Величина постоянной составляющей коллекторного тока опр е деляется выр а жением (1.2.3) и не должна превышать допустимой (I К 0 ДОП = 5,0 А): (3.2.4) коэффициент разложения косинусоидального импульса для постоя н ной соста в ляющей 0 ( ) равен 0,319: 5. Максимальное значение коллекторного тока составляет: (3.2.5) 6. Величина максимальной потребляемой мощности от источника п и тания равна: (3.2.6) 7. КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке составл я ет: (3.2.7) 8. Максимальная рассеиваемая на коллекторе мощность на ко л лекторе транзистора приближённо рассчитыв а ется так: (3.2.8) где . – коэффициент рассогласования входного сопротивл е ния нагрузки, кот о рый в оконечном каскаде не должен быть ниже 0,5. 9. Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки определ я ется выражен и ем: (3.2.9) Подставляя численные значения в (3.2.9), получаем: Нагрузкой нашего связного передатчика является фидер с входным сопротивлением 75 Ом, поэтому после трансформации сопротивления с коэффициентом ј, т.е. из большего в меньшее (см. раздел 4 РАСЧЁТ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ) получаем, что R кэ = 75/4 = 18,75 Ом. Поскольку полученное значение этого сопротивления очень близко к рассчитанному значению этого же сопротивления по формуле (3.2.9), то нет смысла пр о водить коррекцию проведённых ранее расчётов коллекторной цепи. 3.3. РАСЧЕТ БАЗОВОЙ ЦЕПИ Для транзисторов УВЧ и СВЧ существенную роль играют LC – эл е менты, образующиеся между кристаллом и корпусом транзистора. При расчёте входной цепи транзистора с ОЭ предполагается, что между баз о вым и имиттерным выводами транзистора по радиочастоте включен рез и стор R доп и R бк (см. рис. 3.3.1), сопротивление которого с о ставляет: (3.3.1) (3.3.2) Рис 3.3.1 Подставляя численные значения в (3.3.1) и (3.3.2) получаем: Далее расчёт будем вести в соответствии с методикой [5] стр. 112 – 114. 1. Амплитуда тока базы определяется соотношением: (3.3.3) где коэффициент равен: (3.3.4) Подставляя численные значения в (3.3.3) и (3.3.4) получаем: 2. Напряжение смещения на эмиттерном переходе при = 90 н а ходится как: (3.3.5) Где Е отс = 0,7 В (для кремниевого транзистора). Подставляя численные значения в (3.3.5) получаем: 3. Значение максимального обратного напряжения на эмиттерном переходе о п ределяется формулой: (3.3.6) Подставляя численные значения в (1.12) получаем: По результатам видно. что полученное значение не превышает д о пустимое зн а чение ( U бэ доп = 4 В). 4. Рассчитаем параметры эквивалентной схемы входного сопр о тивления тра н зистора при включении с общим эмиттером: (3.3.7) При расчёте входной индуктивности необходимо добавить к L э ещё 3 нГн с учётом погонной индуктивности соединительного проводника с кр и сталлом, тогда пол у чим: (3.3.8) При расчёте r вх оэ необходимо учесть, что С ка = С к /2, а к L э также д о бавляется погонная индуктивность 3 нГн, после подставления в (3.3.8) н е обходимых значений им е ем: (3.3.9.) после подстановки значений в (3.3.9), имеем: (3.3.10) Подставляя в (3.3.10) численные значения величин, п о лучаем: 5. Активная и реактивная составляющие комплексного выходн о го сопротивления транзистора вычисляются по форм у лам: (3.3.11) (3.3.12) Подставляя в (3.3.11), (3.3.12) численные значения величин, получ а ем значение входного с о противления транзистора на частоте 80 МГц: Z ВХ = 2,535 + j 3,249 (Ом). (3.3.13) 6. Расчёт входной мощности транзистора: (3.3.14) После подстановки получаем: Вт 7. Расчёт коэффициента усиления по мощности транзистора (3.3.15) После подстановки имеем: 8. Определение постоянных составляющих базового и эмиттерного т о ков: (3.3.16) Подставляя численные значения величин в (3.3.16), получаем: После выполнения расчёта входной (базовой) и коллекторной цепи транзистора (при наихудших условиях) видно, что в выбранном режиме транзистор может обеспечить требуемую мощность 6 Вт на выходе пер е датчика с K p =5,119, имеет при этом достаточно высокий КПД 66,4%. Теперь определим мощность рассеиваемую в транзисторе, значение которой является исходным параметром для расчёта температуры в стру к туре транзистора и си с темы его охлаждения.(в данной работе расчёт этих температур не проводится). Р рас Р к max +Р вх = 4,572 + 1,465 = 6,037 Вт. В это соотношение подставлены величины рассчитанные по (3.2.8) и (3.3.14). На этом расчёт базовой цепи заканчивается. 3.4. Расчёт цепи питания Выходная цепь активного элемента (АЭ) содержит цепь согласов а ния (ЦС) с н а грузкой и источник питания, Эти элементы можно включить последовательно или параллельно. Поэтому, в зависимости от способа включения этих элементов в цепях питания выходных цепей ГВВ цепи п и тания делят на последовательные и параллельные соотве т ственно. К схемам питания выходных цепей ГВВ предъявляются следующие требов а ния: Ш Вся первая гармоника выходного тока должна проходить ч е рез нагру з ку; Ш Количество «побочных» цепей должно быть минимальным, т.к. большое их количество ведёт к уменьшению выходной мощности, а для каскада прямой задачей которого как раз и является усиление по мо щ ности такое свойство не к чему. И последовательная и параллельная схемы питания выходных цепей ГВВ удовлетворяют перечисленным требованиям. Но хотя схемы послед о вательного питания близки к идеальным при рациональным выборе блок и ровочных элементов, применять их можно лишь с такими цепями соглас о вания, в которых имеется путь для постоянной составля ю щей выходного тока АЭ. При схемах ЦС, в которых элементом связи с АЭ является ё м кость необходимо использовать схемы параллельного питания (см. рис 3.4.1) . Поэтому для нашего оконечного каскада в связи с тем, что цепью согласования является трансформатор сопротивления на длинных линиях (см. раздел 4 РАСЧЁТ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ) воспользуемся именно такой (рис. 3.4.1) схемой питания в ы ходной цепи ГВВ. C бл1 в параллельной схеме питания выходной цепи ГВВ необходима для того, чтобы постоянная составляющая коллекторного тока не попадала в нагрузку, т.е. был обрыв для I к0 . L бл защищает источник питания от в ы сокочастотной составляющей коллекторного тока, а Сбл2 уводит высок о частотные помехи из цепи питания на землю, чтобы они не попадали в коллекторную цепь. Рис. 3.4.1 Цепь питания выходной цепи ГВВ (параллельная сх е ма) Для того чтобы блокировочные элементы выполняли свою функцию необходимо правильно выбрать их номиналы. Для этого воспользуемся методикой предложенной в [6] на стр. 90 – 93 в соответствии с которой выражения для определения ноиналов блокировочных элементов следу ю щие: (3.4.1) По другому (3.4.1) можно записать как: (3.4.2) Подставив численные значения в (3.4.2) получаем ориентировочное велич и нуС бл1 : (3.4.3) (3.4.4) Подставив численные значения в (3.4.4) получаем ориентировочное величину L бл : (3.4.5) (3.4.6) На этом расчёт цепи питания внешней цепи нашего оконечного мощного каскада заканч и вается. 3.5. РАСЧЕТ ЦЕПИ СМЕЩЕНИЯ В мощных выходных каскадах, где транзисторы обычно работают с отсечкой тока (в нашем случае =90 ), для получения линейной модул я ционной характеристики надо обеспечить постоянство угла отсечки на всём интервале изменения входного тока или н а пряжения. Это достигается подбором определённого напряжения смещения на базе. При включении транзистора по схеме с ОЭ величина напряжения смещения Е б в функции от амплитуды I б и угла отсечки определяется с о гласно соотношению: (3.5.1) Рис. 3.5.1 Электрическая схема для подачи смещения на базу Для достижения = const при изменении тока базы I б = var смещение должно быть комбинированным – внешнее от источника Е пит и автосмещ е ние от постоянной составляющей тока базы I б0 на сопротивлении R авт в ц е пи базы транзистора: Е б =Е пит – I б0 R авт (3.5.2) Из (3.5.1) и (3.5.2) с учётом (3.3.3), (3.3.16) и соотношения I к1 / I к0 = 1 ( ) / 0 ( ) следует, что для сохранения постоянного угла отсечки и, сл е довательно, коэффиц и ентов 0 ( ), 0 ( - ) при изменениях амплитуды I б или постоянной составляющей I б0 необходимо внешним смещением скомпе н сировать напр я жение отсечки транзистора Е пит = Е отс (3.5.3) и поставить в схему сопротивление: (3.5.4) Для подачи смещения на базу воспользуемся схемой ( см. рис. 3.5.1 ) в которой при R 1 >> R 2 R авт > R доп , а именно R авт = R доп + R 2 и на основ а нии (3.5.4) следуют расчётные соотношения для R 2 и R 1 : (3.5.5) (3.5.6) Подставив в (3.5.5) и (3.5.6) необходимые величины (см. таблицу 3.1 и разделы 3.2 и 3.3) получаем: R доп = 9,478 Ом Через R 1 и R 2 протекает ток делителя равный I дел = Е пит / ( R 1 + R 2 ), который может быть соизмерим и даже больше тока базы I б0 . В нашем сл у чае ток делителя р а вен: I дел = 19,5 / (61,17+2,34) = 0,307 А > I б0 = 0,0376 А, т.е. I дел на порядок больше I б0. Заметим, что если автосмещение должно быть безынерционным, чтобы усп е вать следить за изменением огибающей ЧМ (или АМ) сигнала, то внешнее смещение – наоборот, инерционным. Это накладывает огран и чения на величины блокировочных конденс а торов в цепи питания: (3.5.7) Подставляя в это соотношение значения, рассчитанные по (3.5.5) и (3.5.6) пол у чаем соотношение для выбора блокировочной ёмкости: (3.5.8) На этом, расчёт цепи смещения на базу транзистора заканчивается. 4. расчёт цепи согласования 4.1. Электрический расчёт К выходным, межкаскадным и выходным цепям согласования ЦС , установле н ным в ГВВ, предъявляется ряд требований: 1.) Трансформация нагрузочных сопротивлений на основной частоте; 2.) Обеспечение для входных цепей определённого входного с о противления Z вх ( n ), а для входных цепей – определённого выходного с о противления Z вых ( n ) на част о тах высших гармоник; 3.) Обеспечение заданных амплитудно- и фазочастотных хара к теристик; 4.) Возможность перестройки в рабочей полосе частот и при и з менениях нагрузки. Для работы активного элемента (АЭ) оптимальном (граничном) р е жиме в в ы ходную цепь необходимо включить сопротивление нагрузки R гр (в нашем случае, рассчитанное по (3.2.9) R эк ном = 19,34 Ом). Но сопроти в ление нагрузки реального потребителя энергии высокочастотных колеб а ний в общем случае отличается от выходного с о противления транзистора в граничном режиме (в нашем случае по техническому зад а нию потребитель ВЧ энергии – фидер с входным активным сопротивлением R вх фид = 75 Ом). Поэтому первой задачей ЦС (в нашем случае) является преобразование входного сопротивления фидера к выходному сопротивлению оконечного усилительного каск а да. Другими словами необходимо трансформировать 75 Ом в 19,34 Ом, т.е. необходимо ЦС обеспечить коэффициент тран с формации ј если смотреть от потребителя. По предложенной структурной схеме связного передатчика с ЧМ (см. раздел 2) ЦС нет необходимости фильтровать высшие гармоники, т.к. эта задача лежит на «плечах » выходного фильтра. А также для обеспеч е ния важного 4.) - го требования к ЦС целесообразно использовать в кач е стве ЦС трансформатор на феррите (см. [5] стр. 216) при использовании которого отпадёт необходимость в перестройке ЦС в рабочей полосе ча с тот. Такие широкодиапазонные трансформаторы с коэффициентом пер е крытия по частоте 10…10 3 и выше выполняют обычно с магнитопроводом и разделяют их на два класса: Ш с доминирующеймагнитной связью между обмотками, те обычные тран с форматоры; Ш с электромагнитной связью между обмотками, образованными отрезками длинных линий, так называемые трансформаторы на длинных линиях (ТДЛ). Для современных мощных генераторных транзисторов характерны низкие вхо д ные и нагрузочные сопротивления, составляющие единицы и даже доли ома. При столь низких нагрузочных сопротивлениях частотные ограничения «сверху» определяются индуктивностями рассеяния, которые не должны превышать единиц и даже долей наногенри, что в обычных трансформаторах обеспечить затруднительно. Поэтому для трансформации столь низких сопротивлений в диапазоне частот 0,1…1000 МГц и выше используют ТДЛ, помещаемых на магнитопроводе из феррита (верхняя граничная ча с тота полосы пропускания такого трансформатора ограничена потерями в линиях, а также индуктивностями выводов соединительных проводов (монтажа) и паразитными межвитковыми ёмкостями, а нижняя частота индуктивностями намагничивания обм о ток). В нашем случае мы в качестве ЦС будем использовать ТДЛ, который изображён на рис. 4.1.1 с коэффициентом трансформации ј (см. выше). При построении трансформатора с коэффициентом трансформации отли ч ным от 1:1, используют N линий (в нашем случае число линий N = 2), включаемых параллельно и последовательно по входу и выходу в разли ч ных комбинациях. В нашем случае, соответственно, для обеспечения к о эффициента трансформации с о противления ј достаточно включить две линии с одинаковыми волновыми сопротивлениями л , параллельно с о д ной стороны и последовательно с др у гой (см. рис. 4.1.1) . Рис. 4.1.1 ТДЛ с коэффициентом трансформации ј Предполагается, что линии достаточно разнесены в пространстве и между их проводниками не образуется дополнительных магнитных и эле к трических связей. В этом случае, чтобы каждая линия была нагружена на согласованное сопротивление. Необход и мо выполнить условие: R н = N л (4.1.1) Откуда: (4.1.2) В нашем случае N = 2, R н = 75 Ом (входное сопротивление фидера), U г = U к max = U к1 гр =17,032 В (см раздел 3.2) . Подставляя в и (4.1.2) входящие величины имеем: По техническому заданию мощность на выходе передатчика (на н а грузке) должна быть 6 Вт (с запасом 7,5 Вт) то амплитудные значения н а пряжения и токав нагрузке можно определить по форм у лам: (4.1.3) После подстановки численных значений в (4.1.3) имеем: Амплитудные значения напряжения и тока в линии можно опред е лить по фо р мулам: (4.1.4) Подставив в формулы (4.1.4) требуемые величины, с учётом того, что I к max = 1,762 А (см раздел 3.2) получаем: Отметим, что вторую линию у которой продольное напряжение ра в но 0 (см рис. 4.1.1) нет необходимости наматывать на феррит, хотя длина этой линии должна быть т а кой же как и у первой. Теперь можно рассчитать требуемую продольную индуктивность линии по фо р муле (4.1.5), при условии 1 = 0,201 ( =0,0098) берём из [5] таблицы 3.7 стр. 239 при условии, что m =1 и а = 0,0436, где а – нера в номерноть АЧХ в полосе пропускания в дБ. (4.1.5) Подставляя в (4.1.5) необходимые величины получаем требуемую продольную индуктивность линии: Используя данные конструктивного расчёта (см. раздел 4.2) Можно рассчитать амплитуду магнитной индукции в ферритовом сердечнике по формуле: (4.1.6) В этой формуле S – площадь сечения сердечника, рассчитанная по формуле (4.2.4) и равная 0,225 см 2 , а - количество витков кабеля (линии), рассчитанное по формуле (4.2.2) и равное 3,5 витка. Поэтому после по д становки в (4.1.6) численных значений им е ем: Далее можно определить удельные тепловые потери в феррите по формуле (4.1.7), где ) уточняется по таблице (4.2.2): (4.1.7) После подстановки численных величин в (4.1.7) получаем: Далее рассчитывается мощность потерь в объёме ферритового се р дечника ЦС по фо р муле: (4.1.8) В этой формуле используются геометрические размеры ферритового сердечника, определённые в разделе 4.2 . Поэтому после подстановки в (4.1.8) численных знач е ний получаем: Далее определяются потери в линиях ЦС на частоте f по формуле (4.1.9), где 0 и f 0 берётся из таблицы 4.2.1 ; n – показатель степени (можно принять равным 0,5…1,0); l л – геометрическая длина линии, м, рассчита н ная по (4.2.5). (4.1.9) Подставив в формулу (4.1.9) численные значения входящих в неё в е личин пол у чаем: Теперь, наконец, можно рассчитать КПД ТДЛ, т.е. нашей ЦС по формуле: (4.1.10) После подстановки численных значений в (4.1.10) получаем расчё т ное значение КПД ТДЛ: На этом электрический расчёт ЦС заканчивается. 4.2. Конструктивный расчёт При конструктивном расчёте ЦС необходимо выбрать марку кабеля длинной линии, марку феррита, а также геометрические размеры и самой длинной линии и се р дечника на который наматывается длинная линия. Входными данными для конструктивного расчёта ЦС являются во л новое сопротивление линии л , рассчитанное по () максимальные ампл и тудные значения напряж е ния U л и тока I л линии, рассчитанные по (4.1.4), а также выходная мощность, отдаваемая в нагру з ку. Конструктивный расчёт будем вести в соответствии с методикой [5] стр. 226 – 233 для многовитковой конструкции. Кабель, из которого будет нарезана длинная линия, выбираем в [5] по таблице 3.3 на стр. 224-225 , а именно КВФ-37, который имеет сл е дующие параметры: Таблица 4.2.1 Параметры кабеля КВФ-37 Волн о вое с о проти в ление, Ом П о гонная ё м кость, пФ/м Допу с тимое напр я жение, В Допу с тимый ток, А 0 , дБ/м f 0 , МГц Конструктивные данные а, мм b , мм с, мм Мин и мальный р а диус изгиба, мм Че р тёж сеч е ния 37,5 3 120 145 8 0,35 60 2,56 1,8 0,78 5 Рис. 4.2.1 Рис. 4.2.1 Поперечное сечение коаксиального кабеля КВФ - 37 При выборе ферритового сердечника в первую очередь учитывают уровень мощности. При мощности не более 10…30 Вт магнитная индукция В раб (в теслах) обычно не пр е вышает 0,001. В этом случае марку феррита можно выбрать, например, по [5] таблице 3.4 стр.228 из условия обесп е чения добротности Q не ниже 10 на частоте f в . Желательно, чт о бы f в была близка к f кр или f изм (см. [5] табл.3.4). При этом феррит будет иметь на и большую начальную магнитную проницаемость н и, следовательно, будет обеспечиваться большая продольная индуктивность линии L пр . Размеры (сечение, объем) и число ферритовых колец (или трубок) выбирают из у с ловия требуемой индуктивности L пр , а так же из возмо ж ности размещения линии (или линий) на них. В нашем случае, подходит феррит марки 50 BHC , который имеет следующие п а раметры: Таблица 4.2.2 Параметры феррита марки 50 BHC Марка феррита Ном и нальное зн а чение н Предельное отклонение н f кр , МГц, при Q равной Q , не менее, при В f , Тл f изм , МГц 50 10 0,001 0,0075 0,01 0,02 50 BHC 50 +10 70 80 300 50 50 150 8,0 50 BHC 50 -5 70 80 160 50 50 150 30 Ферритовый сердечник выберем кольцо ( см. рис 4.2.2 ), размеры к о торого по д берём из стандартного ряда габаритных размеров ферритовых сердечников по [5] та б лица 3.5 стр. 230, а именно: Внешний диаметр D = 18 мм, внутренний диаметр d = 9 мм, высота h = 5 мм. Рис. 4.2.2 Вид ферритового сердечника (кольцо) Теперь присутствуют все данные, необходимые для определения к о личества витков при намотке линии на ферритовый сердечник, которое о п ределяется по формуле (4.2.2): (4.2.1) (4.2.2) В этой формуле D ср – средний диаметр ферритового сердечника, а S - площадь сечения кольца ферритового сердечника, которые подставляются в (4.2.2) в сантиме т рах и рассчитываются по формулам: (4.2.3) (4.2.4) Подставляя численные значения в формулу (4.2.2) получаем: Теперь можно определить длину наматываемого кабеля (линии) по формуле, в которой l хвоста – длина концов кабеля для монтажа: (4.2.5) После подстановки в (4.2.5), численных значений получаем прибл и зительное значение длины кабеля (линии), наматываемого на сердечник: По полученной длине линии видно, что она меньше /4 (которая > 1,78 м) раб о чего диапазона, поэтому трансформирующие свойства ТДЛ не будут ухудшаться. На этом конструктивный расчёт ЦС заканчивае т ся. 5. расчёт выходного фильтра 5.1. Электрический расчёт Высшие гармоники тока или напряжения, образованные в результате работы транзисторов в нелинейном режиме, должны быть ослаблены в н а грузке передатчика (в нашем случае в фидере) до уровня, определяемого международными нормами. Как правило, это обеспечивается выходной колебательной системой ВКС, или попросту г о воря, выходным фильтром, установленным после оконечного каскада передатчика. Заданную фильтрацию гармоник, в первую очередь наиболее инте н сивных – второй и третьей, выходной фильтр должен обеспечить в раб о чем диапазоне частот передатчика при заданном уровне колебательной мощности и высоком КПД. В этом и состоит осно в ное отличие выходного фильтра от резонансных контуров, межкаскадных цепей связи и т.д. В передатчиках с коэффициентом перекрытия рабочего диапазона частот K f п = f вп / f нп от 1,1…1,2 до 1,6..1,8 для фильтрации высших гармоник выходную фильтрующую систему ВФС можно выполнить в виде широк о диапазонного неперестраиваемого фильтра. В нашем случае, K f п = 48 10 6 /42 10 6 = 1,142, поэтому нет смысла на выходе нашего связного п е редатчика ставить фильтрующую систему с несколькими перекл ю чаемыми фильтрами на отдельные поддиапазоны каждый из которых обеспечил бы K fi = f в i / f н i =1,6…1,8. Нагрузка выходного фильтра на основной частоте f должна быть близкой к номинальной (в нашем случае это 75 Ом), поэтому перед фид е ром и выходным фильтром стоит СЦ в виде ТДЛ, которая и трансформ и рует входное сопротивление фидера в выходное сопротивление оконечн о го мощного усилительного каскада (см. раздел 3.4) . Для расчёта выходного фильтра воспользуемся методикой, предл о женной в [5] стр 293 – 302 . и условиями технического задания, которые будут направят выбор фильтра и расчёты входящих в него элементов «на путь истинный» А путь этот, обязательно пройдёт возле «леса» высших гармоник, подавить которые необходимо до уро в ня 40 дБ. В качестве ВФС нашего связного передатчика будет использоваться широкодиапазонный неперестраиваемый Чебышевский фильтр нижних частот (без переключаемых «Братьев дровосеков») с параллельным ко н денсатором С 1 (см. рис. 5.1.1) . Зададимся в с о ответствии с таблицей 3.19 из [5] на стр. 294 неравномерностью АЧХ а = 0,0436, уровнем подавления высших гармоник а ф = 35 дБ (35дБ, а не 40 потому, что вторая (самая сил ь ная из высших) гармоника уже ослаблена в два раза по абсолютной вел и чине, что с о ответствует ослаблению 6 дБ), частотным диапазоном 42…48 МГц и обратимся к [1] для определения порядка выходного фильтра, пре д варительно рассч и тав нормированную частоту в полосе задержания зп , при которой необходимо обеспечить заданное затухание а ф = 35дБ по фо р муле: (5.1.1) По [1] определяем с помощью соответствующих графиков порядок нашего выходного Чебышевского фильтра нижних частот, который пол у чается шестым, а также нормированные номиналы входящих в фильтр элементов: С 1 = 0,8989; L 2 = 1,478; С 3 = 1,721; L 4 = 1,721; С 5 = 1,478; L 6 = 0,8989 (5.1.2) В том же источнике определяются коэффициенты нормироания для ёмкостей и индуктивностей, входящих в выходной фильтр по формулам: (5.1.3) (5.1.4) Домножая нормированные номиналы (5.1.2) на соответствующие к о эффициенты нормирования (5.1.3) или (5.1.4) получаем расчётные знач е ния номиналов для элементов входящих в наш выходной фильтр, а име н но: С 1 = 39,74 пФ ; L 2 = 0,44 мкГн ; С 3 = 76,35 пФ ; L 4 = 0,513 мкГн ; С 5 = 65,34 пФ ; L 6 = 0,2679 мкГн (5.1.5) Рис. 5.1.1 Выходной фильтр Чебышева 6-го порядка На этом электрический расчёт выходного фильтра зако н чен. 5.2. Конструктивный расчёт Главной задачей данного конструктивного расчёта является расчёт геометрии катушек индуктивности входящих в состав выходного фильтра. Это необходимо для выполнения помимо требований к заданной инду к тивности, высокой добротности, определённой стабильности, также и тр е бований к электрической прочности, допустим о го нагрева, механической прочн о сти и т.д. В транзисторных ступенях благодаря низким значениям постоянного и переменного напряжений электрическую прочность обеспечить не тру д но: расстояния в несколько десятых долей миллиметра между витками достаточно, чтобы напряжённость поля не превышала допустимую: 500…700 В/мм по воздуху и 250…300 В/мм по п о верхности керамического или другого подобного каркаса. Вместе с тем ток радиочастоты, прот е кающий по катушке, может достигать большой величины и вызвать её зн а чительный нагрев. Конструктивный расчёт спирали цилиндрической проволочной к а тушки проведём в соответствии с методикой, описанной в [3] стр. 292 – 296 . Уточним расчётное значение индуктивности (см. 5.1.5) катушек с учётом вли я ния экрана катушки: экран уменьшает индуктивность катушки в соответствии с законом Л о ренца. Если диаметр экрана, по крайней мере, вдвое больше диаметра катушки (допустим что в нашем случае это так ), то его влияние не велико и следует принять расчётное значение индукти в ности катушек L расч (1,1… 1,2 ) L , т.е. получим: L 2 = 0,528 мкГн ; L 4 = 0,6156 мкГн ; L 6 = 0,32148 мкГн (5.2.1) Зададимся соотношением длины намотки катушки l к её диаметру D , а именно l / D =0,6, поскольку наши катушки, очевидно, будут диаметром меньше 50 мм. Диаметр провода катушек выберем исходя из соображений её допу с тимого нагрева. В связи с трудностями учёта как степени нагревания к а тушки (активное сопротивление провода катушки сложным образом зав и сит от частоты тока f , материала и диаметра провода, диаметра катушки и т.д.), так и разнообразных условий её охлаждения воспользуемся эмпир и ческой формулой для определения диаметра цилиндрических односло й ных, с естественным (конвекционным) охлаждением к а тушек. (5.2.2) В этой формуле d – диаметр провода, мм I – радиочастотный ток, А (действу ю щее значение, т.е. амплитудное значение тока делённое на ); f – частота радиоча с тотного тока, МГц; T – разность температур провода и окружающей среды (возьмём T =30 С ( К)), К. Подставив в (5.2.2) чи с ленные значения, с учётом рассчитанного по (4.1.3) амплитудного знач е ния радиочастотного тока нагрузки имеем: (5.2.3) Из стандартного ряда диаметров провода выбираем самое близкое значение к расчё т ному, а именно, d = 0,49 мм. Поскольку диаметр провода < 1мм, то для жёсткости и механич е ской прочности катушки необходимо наматывать на керамический сердечник. Число витков спирали катушек рассчитывается по формуле (5.2.4), где F ( l / D ) к о эффициент формы катушки, представленный на графике 10.3 в [3] (при выбранном для катушек отношении l / D =0,6 - по графику F ( l / D ) = 0,01), L расч – расчётное значение и н дуктивности в мкГн. (5.2.4) Подставив в (5.2.4) численные значения имеем: (5.2.5) Зададимся диаметром 2-ой и 4-ой катушек ( см. рис. 5.1.1 и рис 5.2.1 ) D = 20 мм, а диаметром 6-ой катушки D = 15 мм тогда зная число витков в катушках и заранее з а данное l / D =0,6 можем расс читать длину катушек l к и, соответственно, шаги намоток g по формулам: (5.2.6) Подставляя численные значения в (5.2.6) имеем: (5.2.7) Рис. 5.2.1 Вид катушки индуктивности с сердечником Теперь можно определить длину провода в катушках по формуле (5.2.8), в кот о рой длину хвоста возьмём 2 см: (5.2.8) Подставив численные значения в (5.2.8) имеем: (5.2.9) На этом конструктивный расчёт выходного фильтра заканчивается. 6. выбор стандартных номиналов В характерных радиочастотных каскадах передатчиков (генераторах с внешним возбуждением), применяются разнообразные радиодетали - к а тушки индуктивности, отрезки полосковых и коаксиальных линий, ко н денсаторы, резисторы. Но поскольку расчётные значения номиналов пол у чаются очень разные, то требуется подбор наиболее подходящего номин а ла из стандартных значений, причём не всегда можно обеспечить расчё т ное значение, поскольку иногда имеются ограничения на количество эл е ментов, на вес и на стоимость радиопередатчика. Но, прежде всего при подборе эл е мента стандартного номинала нужно учитывать мгновенные амплитудные значения т о ков и напряжений, протекающих через элементы, мощность, проходящую через элементы, рассеиваемую мощность на эл е ментах, электромагнитную совместимость и диапазот рабочих частот. О т метим также, что поскольку выходной фильтр должен иметь значения н о миналов входящих в него элементов в соответствии расчётными, то то ч ность подбора каждой ёмкости обеспечивается посредством параллельного включения двух конденсаторов, один и из которых выбирается чуть мен ь ше рассчитанного номинала (например С 1 ) а другой подстроечный для точной настройки (н а пример, ). В нашем оконечном мощном каскаде связного передатчика с ЧМ, в результате расчётов были получены сл е дующие значения номиналов: Резисторы: R 1 = 61,17 Ом; R 2 =2,34 Ом; R доп = 9,478 Ом Конденсаторы: С бл = 73,56 пФ; С бл1 = 39,187 нФ; С бл2 = 195,95 пФ; С 1 = 39,74 пФ; С 3 = 76,35 пФ; С 5 = 65,34 пФ; Катушки индуктивности: L бл = 14,657 мкГн; L 2 = 0,44 мкГн; L 4 = 0,513 мкГн; L 6 = 0,2679 мкГн; После выбора элементов с номиналами из стандартного ряда: Резисторы: R 1 = Ом; R 2 = Ом; R доп = Ом Конденсаторы: С бл = пФ; С бл1 нФ; С бл2 = пФ; С 1 = 39,74 пФ; С 3 = 76,35 пФ; С 5 = 65,34 пФ; = пФ; = пФ; = пФ; Катушки индуктивности: L бл = мкГн; L 2 = мкГн; L 4 = мкГн; L 6 =мкГн; заключение. На сегодняшний день все вопросы касающиеся радиосвязи и средств её непосредственного обеспечения очень актуальны, тем боле, что ради о связь с каждым днём всё глубже проникает во все сферы деятельность ч е ловека, и позволяет оперативно передавать информацию от абонента к абоненту, пра к тически мгновенно, минуя огромные расстояния. Обслуживание уже существующих средств обеспечения радиосвязи и разработка новых лежат на плечах радиоинженеров всего мира, тем б о лее что с каждым днём всё острее идёт борьба за освоение новых диапаз о нов рабочих частот и методов кодирования (сжатия) и декодирования и н формации в реальном масштабе времени при передаче её посредством р а ди о связи. Освоение большого количества материала при подготовке радиои н женеров занимающихся вопросами радиосвязи обязательно должно сопр о вождаться и достаточным количеством практической деятельности, для более полного понимания проблематики изучаемого вопроса. Одним из видов практической деятельности является курсовое проектирование, о с новной задачей которого является упорядочение полученных знаний в процессе сам о стоятельной разработки, например какого-либо блока РПУ. Таким образом, в ходе выполнения данной курсовой работы был спроектирован оконечный мощный каскад связного передатчика с ЧМ, к о торый полностью удовлетворяет техническим требованиям, описа н ным в задании на проектирование. Поскольку для проектирования даже такой малости, как всего лишь выходного каскада, требуется детальная прор а ботка учебной и методической литературы, то выполнение данной работы позволило подробней изучить материал курса радиопередающих ус т ройств, а значит, внесло свою лепту в процесс обучения и в будущем, п о лученный ценный практич е ский опыт обязательно пригодится в будущей инженерной деятельности, к о торая и является основной целью обучения на рдиотехническом факультете. Другими словами, больше знаний, больше дела, дабы жизнь з ря не лет е ла!!! библиографический список. Литература: [1], [2], [3], [4], [5], [6] . 1. Ханзел Г. Е. Справочник по расчёту фильтров. США, 1969: Пер. с англ. под ред. Зн а менского М.: Сов. Радио, 1974. 2. Аксёнов А.И., Нефёдов А.В. «Элементы схем бытовой ради о аппаратуры. Конденсаторы. Резисторы»: Справочник. – М.: Р а дио и связь. 1995. – 272 с.: ил. – (Массовая радиобиблиотека; Вып. 1203). ISBN 5-256-01181-2 . 3. Шумилин М. С., Козырев В. Б., Власов В. А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков: Учебное пособие для техникумов. М.: Радио и связь, 1987. 4. Радиопередающие устройства: Методические указания по ку р совому проектированию. Л. И. Булатов, Б. В. Гусев, Ф. В. Х а ритонов. Ек а теринбург; УПИ, 1992. 5. Проектирование радиопередатчиков: Учебное пособие для в у зов/ В. В. Шахгильдян, М..С. Шумилин, В.Б. Козырев и др.Ж Под ред. В. В. Шахгильдяна. – 4-е изд., перераб. И доп. – М.: Радио и связь, 2000 – 656 с. ил. ISBN 5-256-01378-5. 6. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л. А. Б е лов, М. В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М. В. Благовещенского, Г. М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. – 408с., ил.
1Архитектура и строительство
2Астрономия, авиация, космонавтика
 
3Безопасность жизнедеятельности
4Биология
 
5Военная кафедра, гражданская оборона
 
6География, экономическая география
7Геология и геодезия
8Государственное регулирование и налоги
 
9Естествознание
 
10Журналистика
 
11Законодательство и право
12Адвокатура
13Административное право
14Арбитражное процессуальное право
15Банковское право
16Государство и право
17Гражданское право и процесс
18Жилищное право
19Законодательство зарубежных стран
20Земельное право
21Конституционное право
22Конституционное право зарубежных стран
23Международное право
24Муниципальное право
25Налоговое право
26Римское право
27Семейное право
28Таможенное право
29Трудовое право
30Уголовное право и процесс
31Финансовое право
32Хозяйственное право
33Экологическое право
34Юриспруденция
 
35Иностранные языки
36Информатика, информационные технологии
37Базы данных
38Компьютерные сети
39Программирование
40Искусство и культура
41Краеведение
42Культурология
43Музыка
44История
45Биографии
46Историческая личность
47Литература
 
48Маркетинг и реклама
49Математика
50Медицина и здоровье
51Менеджмент
52Антикризисное управление
53Делопроизводство и документооборот
54Логистика
 
55Педагогика
56Политология
57Правоохранительные органы
58Криминалистика и криминология
59Прочее
60Психология
61Юридическая психология
 
62Радиоэлектроника
63Религия
 
64Сельское хозяйство и землепользование
65Социология
66Страхование
 
67Технологии
68Материаловедение
69Машиностроение
70Металлургия
71Транспорт
72Туризм
 
73Физика
74Физкультура и спорт
75Философия
 
76Химия
 
77Экология, охрана природы
78Экономика и финансы
79Анализ хозяйственной деятельности
80Банковское дело и кредитование
81Биржевое дело
82Бухгалтерский учет и аудит
83История экономических учений
84Международные отношения
85Предпринимательство, бизнес, микроэкономика
86Финансы
87Ценные бумаги и фондовый рынок
88Экономика предприятия
89Экономико-математическое моделирование
90Экономическая теория

 Анекдоты - это почти как рефераты, только короткие и смешные Следующий
По мобильному:
- Да, я в купе, на верхней полке. Нет, не уехал... Я в шкафу.
Anekdot.ru

Узнайте стоимость курсовой, диплома, реферата на заказ.

Обратите внимание, курсовая по радиоэлектронике "Проектирование и синтез дискретных устройств", также как и все другие рефераты, курсовые, дипломные и другие работы вы можете скачать бесплатно.

Смотрите также:


Банк рефератов - РефератБанк.ру
© РефератБанк, 2002 - 2016
Рейтинг@Mail.ru